Einfluss der Abschlussimpedanz von Hochvoltkabeln auf Funkstör-
größen in elektrisch angetriebenen Kraftfahrzeugen 
 
Martin Reuter, Manuel Waible, Stefan Tenbohlen, Wolfgang Köhler, 
Institut für Energieübertragung und Hochspannungstechnik, Universität Stuttgart, 
martin.reuter@ieh.uni-stuttgart.de 
 
 
 
1 Einleitung 
 
Die Entwicklung von elektrisch angetriebenen Kraftfahrzeugen (Kfz) stellt auch für 
die Einhaltung der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) eine neue Herausfor-
derung dar. Da die Erhöhung der Reichweite eines der vorrangigen Entwicklungszie-
le ist, spielt die Effizienz des elektrischen Antriebsstrangs eine wichtige Rolle. Dafür 
werden steile Taktflanken der Leistungselektronik benötigt [1]. Im sperrenden bzw. 
leitenden Zustand sind die Verluste in den Halbleiterbauelementen gering. Während 
Schaltvorgängen erreicht die Verlustleistung kurzzeitig jedoch einige Kilowatt. Um die 
Verluste und damit auch die Erwärmung gering zu halten, wird versucht mit steilen 
Taktflanken den Schaltvorgang möglichst schnell ablaufen zu lassen. Durch steile 
Taktflanken entstehen hochfrequente Spektralanteile, die bis in den Bereich von Ra-
dio- und anderen Funkdiensten reichen können. In empfindliche Elektronik, wie etwa 
Radiovorverstärker, können diese Störungen einkoppeln und damit die Funktionalität 
des Audiosystems beeinträchtigen [2]. 
Ein Lösungsansatz zur Verringerung der abgestrahlten Funkstörungen besteht in 
der vollständigen Schirmung des Hochvolt–Bordnetzes (HV-BN). Dieser Schirm ver-
ändert den heute üblichen Kabelbaum aus ungeschirmten Einzeladern zu einer ge-
schirmten Koaxialanordnung, und damit auch die Eingangsimpedanz des Leistungs-
bordnetzes. Die auf Leitungen befindlichen Störströme und -spannungen einer Kom-
ponente, wie z.B. einer Motorsteuerung, hängen stark von der Impedanz ab, mit der 
die Störquellen innerhalb der Komponente belastet werden [3]. Damit sich die Stör-
quellen während der Komponentenmessung gleich verhalten, wie in ihrer Fahrzeug-
umgebung, muss während der Komponentenmessung das Bordnetz möglichst ge-
nau nachgebildet werden. Dazu werden Bordnetznachbildungen (BNN) eingesetzt, 
deren Eingangsimpedanz den Bedingungen im Fahrzeug angenähert ist. Für Kom-
ponenten im Traktionsnetz elektrisch angetriebener Kfz muss die BNN demnach die 
Eingangsimpedanz des HV-BN darstellen. 
In diesem Beitrag wird untersucht, ob mit der herkömmlichen Bordnetznachbil-
dung für Kfz mit Verbrennungsmotor auch Komponenten für elektrisch angetriebene 
Kfz getestet werden können. 
  
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2 Messung leitungsgebundener Funkstörungen von Kfz-Komponenten 
 
Derzeit wird die EMV auf Komponentenebene mit dem in Abb. 1a gezeigten Mes-
saufbau gemäß der Norm CISPR 25 gemessen [4]. Die Eingangsimpedanz der BNN, 
welche die Lastimpedanz des 12 V-Bordnetzes in einem konventionell betriebenen 
Fahrzeug nachbildet, ist in dieser Norm definiert [4]. In Abb. 1b ist der Frequenzver-
lauf dieser Eingangsimpedanz ZBNN über der Frequenz dargestellt. Diese beträgt bei 
100 kHz etwa 3 ȍ. Mit steigender Frequenz nähert sich die Impedanz ab 10 MHz 
50 ȍ an und bleibt bis 110 MHz konstant. 
 Für die Messung von geschirmten Komponenten lässt sich dieser Messaufbau 
leicht anpassen. Dazu werden die Schirme der Koaxialkabel auf eine gemeinsame 
Gehäusemasse mit den BNN gelegt, wie das in Abb. 1a mit gestrichelter Linie ange-
deutet ist. Allerdings hat dieser Aufbau an der Übergangsstelle von Kabel zur BNN 
eine Eingangsimpedanz von 50 ȍ ab etwa 10 MHz, wie in Abb. 1b dargestellt. Eine 
Komponente, deren EMV auf diese Lastimpedanz optimiert wurde, könnte im Fahr-
zeug mit einer davon deutlich abweichenden Impedanz belastet werden. In diesem 
Fall würden getroffene EMV-Maßnahmen ihre Wirkung verlieren bzw. diese könnten 
durch Resonanzeffekte die Beeinflussung anderer Komponenten gar verstärken. 
 
 
Abb. 1: a) Elektrisches Schaltbild des Aufbaus zur Messung der EMV auf Kompo-
nentenebene 
b) Eingangsimpedanz einer CISPR 25 konformen Bordnetznachbildung 
 
Die zusätzliche Schirmung der HV-Kabel bringt eine weitere Änderung mit sich: Die-
se Kabel haben einen konstanten, geometrischen Aufbau und damit einen konstan-
ten Wellenwiderstand, den es so im Niedervoltbordnetz (12 V) nicht gibt [3]. Je nach 
Länge verhalten sie sich ab einigen Megahertz wie Wellenleiter, sodass scharfe Re-
sonanzen und stehende Wellen auftreten, welche die Störwirkung bestehender elekt-
romagnetischer Emissionen verstärken können. Typische HV-Kabel, die derzeit in 
elektrisch angetriebenen Fahrzeugen eingesetzt werden, besitzen einen Wellenwi-
derstand von 6 – 20 ȍ, abhängig von Querschnitt und eingesetztem Dielektrikum [5]. 
Demnach sind diese Kabel, mit denen der Prüfling (DUT) an das Messsystem ange-
schlossen ist, an der Stoßstelle zur BNN fehlangepasst und ein Teil der Funkstörun-
0,1 1 10 100
0
10
20
30
40
50
60
Frequenz / MHz
Z
B
N
N
  
/ 
Ω
a) b) 
B
a
tte
rie
D
U
T
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gen wird dort reflektiert. Dies ergibt nicht nur verfälschte Pegel, sondern bei Reso-
nanzfrequenzen des Hochvoltkabels ließen sich die Emissionen nicht einmal ab-
schätzen: Bei diesen Frequenzen können sich stehende Wellen ausbilden, deren 
Amplituden nur noch durch den Ohm’schen Widerstand des Kabels begrenzt werden 
[2]. Bedingt durch den großen Leiterquerschnitt von HV-Kabeln ist dieser Widerstand 
sehr gering, daher besitzen die Kabelresonanzen eine hohe Güte. 
3 Anpassung der BNN-Eingangsimpedanz an den Wellenwiderstand von Kfz-
Hochvoltkabeln 
 
Ziel einer Komponentenmessung ist die Bestimmung der auf das Bordnetz emittier-
ten Funkstörungen. Damit lässt sich das Störpotential der Komponente auf das Ge-
samtsystem abschätzen. Treten Kabelresonanzen auf, so sind die gemessenen 
Störgrößen hauptsächlich von der Länge des angeschlossenen HV-Kabels abhängig 
und nicht mehr von der Amplitude der emittierten Funkstörungen. Um von der Kabel-
länge unabhängige Messergebnisse zu erhalten, ist es demnach entscheidend, 
Fehlanpassungen im Messaufbau zu vermeiden. Eine Lösung wäre die Anpassung 
der BNN-Eingangsimpedanz an den Wellenwiderstand der HV-Kabel. 
Mit dem in Abb. 2a gezeigten Netzwerk ist es möglich, über einen breiten Fre-
quenzbereich eine solche Impedanzanpassung durchzuführen. In Abb. 2b ist die sich 
am Eingang des gesamten Netzwerks einstellende Impedanz ZIn über der Frequenz 
aufgetragen. Darin wurde eine Anpassung der BNN an einen Wert von ZIn = 20 ȍ 
durchgeführt. 
 
 
Abb. 2: a) Filternetzwerk zur Anpassung der BNN-Eingangsimpedanz. Ein Poten-
tiometer ermöglicht das Einstellen des Eingangswiderstands 
 b) BNN-Eingangsimpedanz ZIn des gesamten Netzwerks angepasst an 
20 ȍ, verglichen mit der Eingangsimpedanz ohne Filternetzwerk 
 
Die in Abb. 2a gezeigte Filterschaltung zur Anpassung der Eingangsimpedanz ZIn an 
den Wellenwiderstand besteht aus einem RC-Glied zur Masse und einer Serienin-
duktivität zur Niedervolt-BNN. Das RC-Glied ist als SMD bestückte Platine ausge-
führt. Der ungeschirmte Innenleiter, der zum Anschluss an die BNN benötigt wird, hat 
eine Länge von ca. 15 cm. Dieser bildet die benötigte Serieninduktivität von 
130 nF 100 nF 1 µF
RL 50 ȍ1 kȍ
100 nH 5 µH
Filter: 
Impedanzanpassung
BNN: LISN 
Schwarzbeck 8125
Geschirmtes Gehäuse
Koaxialer 
Anschluss 
für Prüfling
ZIn
1 10 100
0
10
20
30
40
50
60
Frequenz / MHz
|Z
In
| 
/ 
 Ω
 
 
a) b) 
ZIn = 20 ȍ
Ohne Filter
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ca. 100 nH. Die Veränderung des Widerstandswertes am Potentiometer RL ermög-
licht es, jeden Wert der Eingangsimpedanz ZIn in einem Bereich von 0 – 50 ȍ einzus-
tellen, und somit eine Anpassung an sämtliche HV-Kabel mit einem Wellenwider-
stand in diesem Bereich. 
Mit der vorgeschalteten Filterplatine zur Anpassung der Eingangsimpedanz wird 
untersucht, ob eine Impedanzanpassung der BNN Leitungsresonanzen bei HV-
Kabeln verringert, und welche Auswirkung dies auf Störgrößen im Traktionsnetz hat. 
Die vorgestellte HV-BNN bildet den Leitungsabschluss der HV-Kabel mit der Länge 
Ɛ = 3,3 m. Von dem HV-Kabel verlaufen zwei Leiter parallel nebeneinander in 5 cm 
Höhe über einer geerdeten Tischplatte in Anlehnung an die CISPR 25, wie in Abb. 3a 
dargestellt. Ein Netzwerk Analysator (VNA) dient zur Vermessung der Eingangsim-
pedanz des HV-Kabels. Abb. 3b stellt die damit bestimmte Eingangsimpedanz ZIn,HVK 
in Abhängigkeit des Leitungsabschlusses ZBNN über der Frequenz dar. 
 
 
Abb. 3: a) Messaufbau zur Bestimmung der Eingangsimpedanz eines HVK 
 b) Kabeleingangsimpedanz in Abhängigkeit des Abschlusswiderstands 
 
Der Verlauf der Eingangsimpedanz ZIn,HVK aus Abb. 3b zeigt, dass bei einem Ab-
schluss der Leitung mit 50 ȍ eine erste Leitungsresonanz bei etwa 12 MHz auftritt. 
Mit steigender Frequenz ist eine regelmäßige Leitungstransformation der Abschluss-
impedanz zum Eingang zu erkennen. Bei Abschluss der Leitung mit einem Konden-
sator (RL = 0 ȍ) tritt ein entgegengesetztes Resonanzverhalten auf. Auch in diesem 
Fall ergeben sich Impedanzüberhöhungen durch die Fehlanpassung am Leitungsen-
de. Wenn allerdings die Leitung mit ihrem Wellenwiderstand (ZBNN = 18,5 ȍ) abge-
schlossen ist, so ist eine geringe Restwelligkeit ersichtlich. Die Leitungsresonanzen 
sind jedoch deutlich geringer. Erst ab ca. 90 MHz ergeben sich nennenswerte Lei-
tungsresonanzen auf Grund der Serieninduktivität des verwendeten Potentiometers. 
 Die Messung der Eingangsimpedanz von einem HV-Kabel zeigt, dass mit dem 
vorgestellten Filternetzwerk eine Anpassung des Leitungsabschlusses an den Wel-
lenwiderstand des Hochvoltkabels über einen sehr breiten Frequenzbereich möglich 
ist. Es können im Messaufbau nach CISPR 25 auftretende Fehlanpassungen deut-
lich reduziert werden, so dass die gemessenen Störgrößen nicht von Leitungsreso-
nanzen verfälscht werden.  
1 10 100
0
20
40
60
80
Frequenz / MHz
Z
In
, 
H
V
K
 /
 Ω
 
 
0 ȍ
18,5 ȍ
ZBNN = 50 ȍ
b)a)
ZL = 18,5 ȍ
Ɛ = 3,3 m 
ZBNN
ZIn, HVK
HV-
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4 Einfluss des Abschlusswiderstands auf leitungsgebundene Störgrößen 
 
Abbildung 4 zeigt einen Messaufbau nach CISPR 25, welcher die Bestimmung des 
Einflusses der Abschlussimpedanz auf leitungsgebundene Funkstörgrößen ermög-
licht. Auf einem Tisch mit geerdeter, leitfähiger Oberfläche in einer geschirmten Ab-
sorberhalle wird ein minimales HV-BN nachgebildet. Es besteht aus zwei der be-
schriebenen HV-BNN mit veränderbarer Eingangsimpedanz (siehe Abb. 4b). An die-
se HV-BNN sind zwei parallel angeordnete HV-Kabel angeschlossen, deren Schirme 
mit der Massefläche verbunden sind. Die beiden Kabel der Länge Ɛ = 3,3 m verlaufen 
auf einer Höhe von h = 5 cm über einer geerdeten Tischoberfläche in d = 10 cm Ab-
stand zur Tischkante. Über einen breitbandigen Impulsgenerator (Schwarzbeck 
IGUF 2910) erfolgt eine Gleichtaktanregung beider Kabel. Die Maximalwerte der 
Störgrößen werden nach CISPR 25 mit einem Messempfänger (Peak-Detektor) er-
mittelt. 
 
 
Abb. 4: a) Messaufbau nach CISPR 25 zur Messung der leitungsgebundenen 
Funkstörgrößen und der strahlungsgebundenen Funkstörfeldstärke in 
Abhängigkeit von der Abschlussimpedanz 
 b) Leitungsabschluss mit zwei BNN und Filterstruktur zur Anpassung der 
Eingangsimpedanz 
 
Abb. 5a zeigt die an der BNN gemessene Funkstörspannung bei konstanter Anre-
gung mit dem Impulsgenerator an drei verschiedenen Eingangsimpedanzen der HV-
BNN: Die mit 50 ȍ gekennzeichnete Kurve beschreibt die Funkstörspannung ohne 
Anpassfilter, die mit 18,5 ȍ markierte Kurve die Messung mit Anpassung der HV-
BNN an den Wellenwiderstand des HV-Kabels. Mit 0 ȍ ist derjenige Verlauf gekenn-
zeichnet, bei dem das Potentiometer auf den Wert RL = 0 ȍ eingestellt ist. Dabei sind 
die Funkstörungen rein kapazitiv und so über eine sehr kleine Impedanz an den 
Schirm angeschlossen. Der Verlauf der Funkstörspannungen in Abb. 5a ergibt, dass 
bei niedrigen Frequenzen bis ca. 30 MHz der absolute Wert des Abschlusses die 
Amplitude der Funkstörspannung bestimmt: Je kleiner die Abschlussimpedanz, desto 
kleiner ist auch die gemessene Funkstörspannung. Ab 30 MHz dominiert der Grad 
der Fehlanpassung die maximale Amplitude. 
a) b)
BNN 1 BNN 2
HV-Kabel
Impulsgenerator 
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Abb. 5: a) Funkstörspannung an BNN in Abhängigkeit des Abschlusses, deutliche 
Resonanzüberhöhungen bei Fehlanpassung erkennbar 
 b) Funkstörstrom auf Hochvoltkabel in Abhängigkeit des Abschlusswider-
standes, auch hier Leitungsresonanzen zu erkennen 
 
Es treten bei Fehlanpassung durch Leitungsresonanzen Abweichungen von bis zu 
± 10 dB zur Vergleichsmessung mit angepasstem Leitungsabschluss auf (sowohl mit 
50 ȍ, als auch bei 0 ȍ). Einzig die Messkurve mit Anpassung am Leitungsende 
(ZBNN = 18,5 ȍ) weist so gut wie keine Resonanzüberhöhungen auf, auch wenn die 
gemessene Funkstörspannung bei niedrigeren Frequenzen höhere Werte als bei ei-
nem rein kapazitiven Leitungsabschluss annimmt (ZBNN = 0 ȍ). 
 Zur Bestimmung der Abhängigkeit des Funkstörstromes vom Leitungsabschluss 
wird vor dem Anpassfilter eine Stromzange eingefügt (Fischer F-65A). Abb. 5b zeigt 
den gemessenen Funkstörstrom bei denselben drei Werten der Abschlussimpedanz 
wie in der Messung aus Abb. 5a. Auch hier ist ersichtlich, dass der Absolutwert der 
Abschlussimpedanz den Störstrom bestimmt: Je größer ZBNN ist, desto kleiner wird 
der Störstrom. Allerdings treten auch hier Leitungsresonanzen auf, die zu Abwei-
chungen von bis zu ± 10 dB in den Messergebnissen führen. Bei demselben HV-
Kabel, aber einer anderen Leitungslänge, treten diese Resonanzen bei anderen Fre-
quenzen auf. Eine Komponentenmessung nach CISPR 25 (mit 50 ȍ Fehlanpassung) 
ergibt zwar niedrigere Messwerte, könnte aber auf Fahrzeugebene nur reproduziert 
werden, wenn die Leitungslänge zur Komponentenmessung gleich bleibt. Im Ent-
wicklungsprozess einer Komponente steht leider meistens die Kabellänge für den 
Anschluss später im Kfz noch nicht fest. 
 Mit der Anpassung des Leitungsabschlusses an den Wellenwiderstand des ver-
wendeten HV-Kabels werden Resonanzen vermieden und somit auch eine Abhän-
gigkeit der Messergebnisse von der Kabellänge. Wenn im Fahrzeug ebenfalls eine 
Anpassung des Leitungsabschlusses gewährleistet ist, so unterscheiden sich das 
EMV-Verhalten auf Komponenten- und Fahrzeugebene nicht, selbst wenn die Länge 
des HV-Kabels dabei variiert. 
  
20 50 100 200
60
70
80
90
Frequenz / MHz
S
p
a
n
n
u
n
g
 /
 d
B
µ V
 
 
0 ȍ
18,5 ȍ 
50 ȍ 
b)
20 50 100 200
-20
-10
0
10
20
Frequenz / MHz
S
tr
o
m
 /
 d
B
µ A
 
 
50 ȍ
18,5 ȍ 
0 ȍ 
a)
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5 Einfluss des Abschlusswiderstands auf strahlungsgebundene Störgrößen 
 
Die Messungen aus Abb. 5 zeigen, dass je nach Frequenz und Abschluss unter-
schiedliche Funkstörspannungen und -ströme in HV-Kabeln auftreten. Bei der Mes-
sung der abgestrahlten Funkstörfeldstärke könnte demnach keine Aussage getroffen 
werden, ob ein überhöhter Messwert aufgrund einer stärkeren Anregung des Kabels 
durch die Komponente oder wegen stehenden Wellen auf dem Kabel zu Stande 
kommt. Da die Stoßstelle am Übergang des 50 ȍ-Systems auf das HV-Kabel einen 
Anteil der hochfrequenten (HF) Leistung reflektiert, bedeutet eine Anregung mit ei-
nem Impulsgenerator nicht unbedingt eine konstante HF-Leistung auf dem HV-Kabel. 
Deswegen wird bei der Messung der abgestrahlten Feldstärke ein VNA eingesetzt. 
Dieser ermöglicht die Bestimmung der anregenden HF-Leistung, die in das HV-Kabel 
eingekoppelt wird. 
 Bei einer konstanten Anregung des HV-Kabels mit einer Ausgangsleistung des 
VNA von P1 = 0 dBm wird gemessen, welcher Anteil PR der anregenden Welle reflek-
tiert wird. Nur die auf das HV-Kabel übertragene HF-Leistung P2 trägt zur Abstrah-
lung einer Feldstärke E bei. Somit muss die gemessene Feldstärke E mit einem 
Normierungsfaktor auf die Leistung P2 = konst. bezogen werden (siehe Abb. 6a). 
 
 
Abb. 6: a) Leistungsfluss im Messaufbau zur Bestimmung des Normierungsfaktors 
 b) Funkstörfeldstärke in Abhängigkeit des Abschlusswiderstands, bei An-
passung treten die geringsten Leitungseinflüsse auf 
 
Zur Bestimmung der abgestrahlten Feldstärke wird der Aufbau aus Abb. 4 genutzt. 
Das HV-Kabel verläuft über eine Länge von 1,7 m parallel zur Antenne, welche in 
einem Abstand von 1 m zur Tischkante positioniert ist. In Abb. 6b ist die auf 
P2 = konst. bezogene Feldstärke E bei denselben drei Werten des Leitungsabschlus-
ses dargestellt. Abb. 6b zeigt, dass bei Fehlanpassung stehende Wellen auf der Lei-
tung entstehen, die die Messergebnisse um bis zu 100 dB verfälschen. Der Ab-
schluss des HV-Kabels mit seinem Wellenwiderstand ergibt bei der abgestrahlten 
Feldstärke über den gesamten Frequenzbereich niedrigere Messwerte, sowie deut-
lich geringere Resonanzüberhöhungen.  
20 50 100 200
50
100
150
200
250
300
Frequenz / MHz
E
 /
 d
B
µ V
/m
 |
P
2
 =
 k
o
n
st
.
 
 
ZBNN = 0 ȍ
18,5 ȍ 
50 ȍ 
b)a) 
:folgt ²~ und mit  ,
1
1112 UPU
USPPP RR =−=
1
2
112 )1( PSP −=
VNA 
Hochvolt- 
Kabel 
ZL = 18,5 ȍ
ZBNN
P2
PR 
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6 Zusammenfassung und Ausblick 
 
Die vorgestellten Messungen zeigen deutlich, dass es vorteilhaft ist, bei der Kompo-
nentenmessung den Wellenwiderstand des im Traktionsnetz eingesetzten HV-Kabels 
zu berücksichtigen. Eine Anpassung der CISPR 25 BNN an den Wellenwiderstand 
des untersuchten Kabels mithilfe eines Anpassfilternetzwerkes vermeidet Stoßstellen 
im Messaufbau. Das vorgestellte Netzwerk verhindert Reflektionen am Ende des HV-
Kabels, und ermöglicht erst eine Messung von Funkstörgrößen in geschirmten Bord-
netzen. 
Einerseits wird mit dieser Impedanzanpassung vermieden, dass nur derjenige 
Anteil der Funkstörgrößen gemessen werden kann, der nicht von der Stoßstelle im 
Messaufbau reflektiert wird. Der Abschluss des HV-Kabels mit seinem Wellenwider-
stand ergibt zwar höhere Werte des Funkstörstromes, dafür aber den Vorteil der von 
der Leitungslänge unabhängiger Messwerte. Bei der Messung von Störspannung 
und abgestrahlten Feldstärken zeigt die Anpassung sowohl geringere Messwerte als 
auch von der Leitungslänge unabhängige Resultate. Stehende Wellen auf dem HV-
Kabel verfälschen vor allem eine Messung der strahlungsgebundenen Funkstörfeld-
stärken stark. Resonanzüberhöhungen in den Messergebnissen können somit nur 
durch die Anpassung an den Wellenwiderstand des HV-Kabels vermieden werden. 
Eine weitere Maßnahme könnte in der Anpassung der Quellimpedanz der Stör-
quellen innerhalb der Komponenten liegen. Da diese üblicherweise nicht bekannt 
sind, müsste eine Filterstruktur an der Übergangsstelle der Komponente auf das 
Traktionsnetz die Impedanzanpassung durchführen. Erste Messungen zeigen, dass 
ein beidseitiger Leitungsabschluss von HV-Kabeln die wirkungsvollste Unterdrückung 
von Resonanzeffekten darstellt. Deswegen sollte bei der Entwicklung von Filtern für 
HV-Komponenten immer der Wellenwiderstand des verwendeten HV-Kabels berück-
sichtigt werden und eine mindestens einseitige Wellenwiderstandsanpassung des 
Traktionsnetzes im Fahrzeug gewährleistet sein. 
 
7 Literaturverzeichnis 
 
[1] M. Michel, Leistungslektronik. Berlin: Springer-Verlag, 2008. 
[2] C. Paul, Introduction to Electromagnetic Compatibility. New York: Wiley & Sons., 
1983. 
[3] H. Rebholz, Modellierung leitungsgebundener Störgrößen in der Komponenten-
und Fahrzeugmessung, 1st ed. Stuttgart: Sierke Verlag, 2010. 
[4] CISPR 25. (2003) Radio disturbance characteristics for the protection of receivers 
used on board vehicles, boats and on devices – Limits and methods of 
measurement. IEC/CISPR 25:2002 / DIN-EN 55025:2003. 
[5] M. Reuter, S. Tenbohlen, W. Köhler and A. Ludwig, Impedance Analysis of 
Automotive High Voltage Networks for EMC Measurements, EMC Europe 2011,
Conference Proceedings, Contribution Nr. 130, p. 1-6., York, UK, 2011, 
 
Elektromagnetische Verträglichkeit, 7. – 9. Februar 2012, Messe Düsseldorf Paper 59
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